現(xiàn)有的關于多電平變流器的研究工作主要是針對電壓型變流器[2](Voltage Source Inverter，簡稱VSI)，對電流型變流器[1]（Current Source Inverter，簡稱CSI）研究還較少。這不僅是因為通常的電力能源例如發(fā)電機，電網(wǎng)，電池等均屬電壓源，而且VSI中的儲能元件電容器與CSI中的儲能元件電感器相比，儲能效率和儲能元件的體積、價格都具有明顯的優(yōu)勢。但是，隨著超導技術的發(fā)展[3]，將解決電流型變流器中電感的儲能效率問題。和VSI相比，CSI也具有自己的特點，它便于實現(xiàn)四象限運行，而且工作更加穩(wěn)定，輸出電流更加容易控制等。因此，在有源濾波（APF）、無功補償（SVG）以及電力系統(tǒng)中，應用將會越來越廣泛。對于多電平逆變器而言，PWM技術無疑是一種獲取理想輸出的方案。總體上來講，適用于多電平VSI的控制策略同樣適用于多電平CSI，但對于不同的拓撲應采用相適應的控制策略。對于組合式多電平CSI，各個單元CSI在控制上相對獨立，因而便于采用PWM技術。對于直接式多電平CSI，不能簡單沿襲常規(guī)的調(diào)制方法，通常，三相多電平CSI在選取控制策略時必須考慮以下因素：

1）要維持直流側(cè)電流的持續(xù)導通；

2）要保證分流電感的電流平衡；

3）要考慮到三相電流的相互耦合影響。

1 電路拓撲分析

圖1是本文介紹的三相五電平CSI拓撲（以下稱為直接式三相五電平），每個開關器件由MOS管和一個快恢復二極管串聯(lián)。在穩(wěn)態(tài)時，考慮到電路拓撲的對稱性并忽略電感的紋波，則在分析電路時圖中可用值為I/2的電流源來代替每個均流電感。如圖2所示，它的輸出電平為－I，－I/2，0，I/2，I五電平。

表1 A相輸出電流示意

iA	開狀態(tài)（閉合為1，斷開為0）
	SA1	SA2	SA3	SA4
I	1	1	0	0
I/2	1	0	0	0
	0	1	0	0
0	0	0	0	0
－I/2	0	0	0	1
	0	0	1	0
－I	0	0	1	1

　

（a）A相解耦控制電路 （b）控制信號P_A－P_B

圖4 三電平的一組調(diào)制信號的生成（以A相為例）

2）考慮到上述的電流電平組合條件，取P_A1（P_A1，P_A2，P_A3，P_A4分別代表開關S_A1，S_A2，S_A3，S_A4上的控制信號）為正半周大于零的電平信號，P_A2為正半周大于I/2的電平信號，同理，PA3為負半周小于零的電平信號，P_A4為負半周小于－I/2的信號。通過模擬開關使P_A1、P_A2以及P_A3、P_A4均勻地交替輸出，這樣，每個開關管上的驅(qū)動信號皆為寬窄脈寬交替，保證了若干周期內(nèi)左右兩個橋臂導通時間一致，從而能更好地實現(xiàn)均流電感平均電壓為零，如圖5（b）所示為同一橋臂的三個開關的驅(qū)動信號。

（a）消除直流無通路邏輯電路 （b）同一橋臂的3個開關控制信號

圖5 消除直流無通路邏輯電路與同一橋臂3個開關控制信號

3）在本實驗中，主電路每個橋臂都不能存在直流無通路的情況。為了消除直流無通路的狀態(tài)，以一個橋臂為例，采用如圖5（a）的邏輯控制，對一個橋臂上的3個開關信號“或非”后取得該橋臂均不導通的信號，此信號與其所在相信號“與”后，再與該路的信號“或”，得到各路開關管上的控制信號。這樣能很好地保證主電路每個橋臂都不存在直流無通路的情況。

3 直接式三相五電平CSI仿真和實驗

3.1 仿真參數(shù)和結(jié)果

為驗證這種控制策略的正確性，本文對新拓撲構(gòu)成的三相五電平CSI進行了仿真研究。仿真參數(shù)如下：電流源電流為20A，每個均流電感為100mH，逆變器的輸出工作頻率為50Hz，負載電阻為8Ω，負載為星型連接無中性線，輸出濾波器由LC組合而成(L=5mH，C=60μF)。

圖6(a)所示為三相五電平CSI的輸出PWM電流波形。圖6(b)為濾波后的三相負載電流波形，可見濾波后的電流波形非常接近正弦波。

（a）輸出PWM電流 （b）濾波后的負載電流

3.2 實驗參數(shù)結(jié)果

在前面分析討論的基礎上，對三相直接式五電平CSI拓撲進行了實驗驗證。實驗的主電路如圖1所示，參數(shù)如下：每個均流電感為100mH，輸出電流的頻率為50Hz，負載電阻為8Ω，輸出濾波電容為60μF，濾波電感為8mH，載波比為32。實驗測得輸入電流約為4A，圖7（a）為濾波前的三相負載電流波形，圖7（b）為濾波后的波形，可以看出，輸出波形非常接近正弦波。