一種全功率風力發電變流器關鍵技術研究
1 引言
我國風力發電起步較晚，2006年前國內風力發電設備整機制造廠家中，多數只能制造1MW以下的風力發電機組。2006年開始制造1.2MW、1.5MW直驅永磁風力發電機組，開始技術主要靠引進。隨著國家的引導，大功率風電機組開始升溫，隨之而來的就是電控部件國產化問題。到目前為止，兆瓦級以上全功率風力發電變流器主要依靠進口，所以研發自主知識產權大功率風電變流器成為當務之急。
2 幾種風力發電系統結構對比
由發電機和電力電子器件或變流器構成的廣泛應用的6種風力發電系統結構如圖2-1所示。下面對圖中的風力發電系統結構加以簡單比較說明。
圖a是二十世紀八十年代到九十年代被很多風機制造商應用的比較傳統的結構，如使用鼠籠型轉子的異步發電機的上風式、失速調節、三槳葉風力機就是這種結構。在八十年代這種結構被擴展，為補償無功功率使用了電容器組，為平滑并網使用了電機軟起動器。
圖b是用全程范圍或“低風速區域”大小的變頻器代替了圖a中的電容器組和電機軟起動器?！暗惋L速區域”大小的變流器的功率僅為發電機額定功率的20-30％，而全程范圍的變流器功率大約為發電機額定功率的120％，但它能使風力發電機在所有風速下變速運行。
圖c這種結構是二十世紀九十年代中期，Vestas風力機廠生產的名為“Optislip”風力機所采用的結構。這種結構的基本思想是利用電力電子變換器改變外部的轉子電阻，來改變總的轉子電阻，從而使轉差率有10％的變化范圍?？刂屏宿D差率也就控制了系統的輸出功率。
圖d這種結構使用雙饋異步發電機，用變流器直接控制轉子繞組里的電流。用功率為發電機額定功率的30％左右的電力電子變流器，即可控制整個的發電機輸出功率。有兩個原因促使這種結構得到廣泛應用：1）較圖c的結構有更寬的調速范圍； 2）較全功率變流器更經濟。
圖e原來這種功率控制結構的典型應用是在航海船只上作為電源。無齒輪箱，通過兩個或三個葉片的上風式風力機與永磁發電機相連，發出的電能經整流器給蓄電池充電。這種結構的風力機也可以應用于家庭風電系統或混合風電系統，這時風力機一般大于1kW小于20kW。ABB公司在2000年利用這種結構提出一個新的設想：用多極3. 5MW永磁發電機發出電能后經二極管整流器產生21kV直流電，然后經高壓直流輸電并入電網。由于結構簡單，維護成本低，因此這種結構成為世界風力發電的發展的另一個方向。
圖f這種結構使用多極的繞線式同步發電機。由于它使用的是多極發電機，所以它不需要齒輪箱。它是通過整流器從電機外部來勵磁的。與前幾種結構相比。這種結構吸引力不大是由于三種原因：1）需要勵磁電路；2）需要滑環；3）風力機更加復雜的保護策略。
鼠籠型轉子異步電機：
（a）
（b）
繞線型轉子異步電機：
（對應內反饋調速）
（c）
（對應雙饋調速）
（d）
永磁同步電機：
（e）
繞線型轉子同步電機：
（f）
圖2-1 廣泛應用的風力發電系統結構圖
目前，電力電子變流裝置很多，表2-1列出應用于風力發電的七種典型電氣拓撲類型的發展現狀。
表2-1 幾種典型變流器拓撲結構的技術現狀
變流器類型 | 特征類型 | 控制技術 | 備注 |
背靠背式 | 電壓源型變流器 | ||
不控整流＋BOOST+PWM | |||
串聯式 | |||
矩陣式 | |||
電壓源型變流器 | |||
諧振式 | 電壓源型逆變器 | 未驗證技術 |
3 不控整流接BOOST加IGBT逆變全功率變流器原理
該種風力發電變流器功率主回路主要由：電機側濾波器、六相或三相不控整流器、整流輸出電容器組、三重升壓BOOST變換器、制動單元、逆變側濾波電容器、雙重并網逆變器、逆變輸出平衡電抗器、濾波器、升壓變壓器等組成。主回路原理圖如3-1所示：
圖3-1不控整流接BOOST加IGBT逆變全功率變流器原理
圖3-1結構中在不控二極管整流橋后加入一個DC／DC Boost升壓環節，得到如圖所示的直流側電壓穩定的PWM電壓源型逆變器型拓撲結構。通過增加這個環節，可以解決風力較小發電機輸出電壓低時保證直流母線電壓的穩定從而使PWM逆變器保持良好的運行特性。它通過Boost升壓環節將逆變器直流母線電壓提高并穩定在合適的范圍，使逆變器的調制深度范圍好，提高運行效率，減小損耗。同時，Boost電路還可以對永磁同步發電機輸出側進行功率因數校正。由于不控整流橋的非線性特性，整流橋輸入側電流特性畸變很嚴重，諧波含量比較大，會使發電機功率因數降低，發電機轉矩發生振蕩?？梢酝ㄟ^功率因數校正技術(PFC)，改變開關器件的占空比，使發電機輸出電流保持正弦并保持與輸出電壓同步?？梢钥闯觯麄€系統通過增加一級Boost升壓電路將直流輸入電壓等級提高，系統控制簡單，控制方法靈活，開關器件利用率高，逆變器有輸入電壓穩定，逆變效果好，諧波含量低，經濟性好的優點。在實際應用中，大功率直驅系統中多采用這種結構。
4 變流器關鍵技術
4.1 三重化BOOST技術
4.1.1 Boost變換器輸出電壓
由于并網變壓器的額定輸入電壓為620V，則：正弦波濾波器輸出電壓也應該是620V，此時峰值電壓為：
。但需要考慮正弦波濾波器上的電壓損失，因此在這里選
。
4.1.2 Boost變換器占空比
當發電機輸出電壓最高達681V時，Boost變換器中開關管的占空比最低，約為：
。當發電機輸出電壓最低達323V時，Boost變換器中開關管的占空比最高，約為：
。
4.1.3 Boost變換器續流二極管電流確定
電機轉速最高時，Boost變換器總輸出電流不超過
，它由三個Boost變換器中的續流二極管所平攤，故續流二極管最大平均電流為
。但是，續流二極管是在間歇狀態下進行工作的，其導通率與開關管的導通率息息相關，此時開關管的導通率13.9%，續流二極管導通率為1-13.9%=86.1%，每一次脈沖導通時間內的平均電流為
。
電機轉速最低時，Boost變換器總輸出電流不超過
，三個續流二極管平攤后為
。此時開關管的導通率59.2%，續流二極管導通率為1-59.2%=40.8%，每一次脈沖導通時間內的平均電流為
。
本系統采用的是三重升壓斬波電路，三重化的目的是分流和減小電流中的諧波含量，下面給出了一重化的電路圖和連續導電模式的工作波形圖。
圖4-1 單重升壓變換器電路
圖4-2 連續導電模式波形圖
4.2 二重化逆變技術
主電路中的直－交變換部分采用兩重化PWM逆變器，用于將直流側能量變換成滿足電網連接要求的形式傳遞給電網，在保持直流側電壓恒定的同時，使交流側相電流接近于正弦，相電流與相電壓同相，功率因數接近于1，以減少輸送到電網的諧波和無功含量。該逆變器采用兩重化的目的一是實現電路的并聯均流，提高功率等級，二是減小交流輸出電流中的諧波含量，滿足電網對諧波的要求。兩重逆變器總輸出功率為：
上式中V0為連接到電網的線電壓，I0為逆變器的輸出相電流有效值。在每一重逆變器中，IGBT的相電流峰值電流加20%裕量可得ITm為：
并網逆變器的線電壓額定電壓是690V，可以計算相電壓的峰值是563V，根據逆變的要求，直流側電壓一半高于相電壓額定值，可得直流電壓最小975V。因此設定直流側額定電壓為1100V。
因此逆變器中所用IGBT模塊也采用SEMIKON公司的1700V/2400A等級的SKIIP模塊SKIIP2403GB172。
4.3 水冷散熱技術
IGBT損耗：
開通損耗： 
關斷損耗： 
通態損耗： 
當忽略負載電流的波動時：
，其中DT為開關管占空比，iLavg為負載電流的平均值。
在直流工作電壓Vcc=1100V，開關管開關頻率fs=2.5KHz，查SKIIP 2403GB 172-4DW的datasheet，結溫Tj/T=125℃，Eon/T+Eoff/T=1150mJ，VCEsat=2.2V，DT=0.258，Eoff/D=171mJ，VF=1.8V條件下，計算IGBT損耗可得：
續流二極管：
關斷損耗：
通態損耗：
當忽略負載電流的波動時：
斬波器的總損耗為：
每只整流二極管正向平均損耗大約是
系統總的IGBT和續流二極管及整流二極管的損耗為：
本系統采用水冷散熱技術，機外設有循環系統。散熱功率約50KW，可以足以把功率器件損耗散熱排出設備體外。
4.4 疊層母排技術
傳統的分立母排寄生電感量過大，在功率開關關斷瞬間產生的瞬態電壓與直流回路電壓疊加，對功率開關和電動機絕緣構成威脅。分布電感量越大，負載電流越大，功率開關的電流下降時間越短，這種危害就越嚴重。這種危害不會因為功率開關器的選擇而消失。為了消除這種危害，人們便研究出了疊層母排技術。
疊層母排由扁平銅導體，涂有薄粘膠的絕緣箔構成，銅導體與絕緣箔交替疊層排列，裸露邊緣用絕緣介質密封。該疊層母排具有固有電容，低電感，低阻抗，降低瞬態壓降，抑制震蕩，減少地電磁干擾等優點，疊層母排憑借其眾多優點將會被越來越多的生產廠家所有應用。
5 全功率變流器試驗
5.1 全功率變流器試驗與波形
圖5-1 試驗系統圖
試驗對象： 1.5MW全功率變流器系統（不控整流橋、斬波器、并網逆變器）
輸入電壓： 整流器側電源三相380V，逆變器側電源三相690V
試驗負載： 能量互饋運行
試驗方法： 如圖5-1所示，閉合配電柜1、2和3，閉合主斷路器，三相380V電壓接到不控整流橋的輸入端，三相690V電壓接到并網逆變器的輸出端，然后控制箱啟動工作，給三重斬波器和兩重逆變器發工作脈沖；用操作器給定斬波器的工作電流，觀測三重斬波器電流、中間直流電壓、交流電流等波形是否正常。
試驗結果：用操作器給定整流狀態交流電流峰值為450A（半載）、900A（滿載）時，中間直流電壓、交流電流的波形分別如圖5-3、圖5-4所示。隨著功率增加，電流波形質量越來越好。操作器給定整流狀態交流電流峰值為900A時，總功率達到1499kW。
圖5-2 指令電流450A
圖5-3 指令電流900A
其中：
通道1—1/2中間直流電壓VDC+（100V/div）
通道2—690V側B相電網電壓（200V/div）
通道3—并網逆變器1電感電流（500A/div）
通道4—并網逆變器2電感電流（500A/div）
5.2 1.5MW全功率變流器溫升試驗
環境溫度：20℃。
測試條件：網側實際電壓680V，電流指令值900A（峰值），有效值636A，兩臺并網變流器功率和1493kW（滿載）。滿載運行總共60分鐘。
表5-1為功率單元電容，銅排，快熔，IGBT，水冷裝置入水口，水冷裝置換熱器表面溫度，由表可見，滿載運行60分鐘后，各器件溫升均很小。
表5-1 滿載運行60分鐘各元器件溫度
時間 | 電容 | 銅排 | 快熔 | IGBT | 水冷 | 換熱器 |
17:05 | 23 | 23 | 23 | 20-21 | 21.4 | 23 |
17:11 | 24 | 24 | 23-24 | 32-44 | 22.13 | 24 |
17:16 | 25 | 25 | 26 | 34-45 | 22.91 | 25 |
17:21 | 25-27 | 25 | 29 | 34-46 | 23.47 | 26 |
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