功率放大器類型

● A類、B類和C類功率放大器

A類功率放大器的信號有一個偏置點，當輸入信號幅度改變時，器件消耗的平均電流并不改變。圖1中，M1可以看作是幅度為IDC的電流源。

　　A類功率放大器的效率最大值為50%。工作在線性區會使A類CMOS功率放大器的實際效率降低到40％以下。這意味著工作電壓確定后，為了保持高效，A類功率放大器的偏置電流必須隨著輸出功率的改變而改變。由于A類功率放大器的偏置點不隨輸入信號的改變而改變，所以在注重增益和線性度的應用中，此類功率放大器是最佳結構。B類和C類功率放大器與A類相比，可以實現更高效率，但通常輸出功率較低，并且有較大失真。

● D類、E類和F類功率放大器

　　D類、E類和F類CMOS功率放大器通過工作在線性區來優化效率和輸出功率，這些功率放大器通常被稱作“開關模式”功率放大器。因為這些功率放大器可以在低工作電壓下實現高效率，所以被廣泛用于ISM頻段的收發裝置。如圖2所示，在開關模式功率放大器中，輸出級電路由大信號方波驅動。

　　從圖2還可以看出，輸出級晶體管含有豐富的諧波成分。這些諧波成分取決于驅動信號的占空比和幅度、場效應管的導通電阻和功率放大器的負載電阻。D類功率放大器通過改變輸入信號的占空比改變輸出功率，這就是脈寬調制模式（PWM）。D類功率放大器通常用于輸出功率連續變化的音頻領域。

　　對于E類功率放大器，輸入信號的占空比恒定不變。匹配網絡用于最小化輸出級開關導通時的漏極電壓。通過最小化輸出級開關的導通壓降，可以降低開關管的損耗，提高系統的整體效率。F類功率放大器與E類功率放大器相似，但設計匹配網絡時要特別注意諧波阻抗，以實現最高效率。因為要考慮諧波電阻，F類功率放大器匹配網絡設計一般更復雜。

　　所有Maxim的CMOS ISM頻段收發器都提供漏極開路的功放輸出。在整個300～450MHz頻段內，占空比固定在25％。用戶根據所要求的輸出功率、電流損耗和諧波參數來設計匹配網絡。圖3是開關模式功率放大器輸出級的簡單模型。圖中，R _sw是場效應管的導通電阻，C _pa是等效的器件寄生電容總和，C _pkg是封裝電容，C _board是板上電容，Z _pa是C _pa、C _pkg、C _board三電阻串連后再同R _sw并聯所得。表1則是Maxim ISM頻段主要收發器件的開關電阻和電容值。其中，開關導通電阻的典型值對應于V _DD=2.7V的工作電壓；另外，板上寄生電容受布線影響很大。

　　E類、F類功率放大器和匹配網絡的設計可以參照文獻2、3、4。考慮到本文篇幅，這里只提及兩點：首先，匹配網絡的設計必需使功率放大器的效率最高；其次，輸出級導通壓降較低時，功率放大器的效率最高。

　　在許多低成本ISM頻段應用中，系統工程師可能受設計周期、費用、系統復雜度的限制而無法對匹配網絡進行優化。小尺寸（高Q值）、價格便宜的天線在發射較高頻率時通常有較高效率，但是射頻調整電路限制了發射信號的諧波成分，所以匹配網絡對諧波分量的抑制尤為重要。考慮到這些因素，我們在分析功率放大器時假定輸出匹配網絡已經過優化，輸出電壓為正弦信號。

　　如圖4所示，假設功率放大器的負載電阻為RL，輸出電壓可低至0.1V，功率放大器的效率表示為

（3）

　　如果電源電壓V _DD=3V，開關導通電阻R _sw=22W，負載電阻R_L=400W，功率放大器的效率為80％，輸出功率為10.2dBm。可利用SPICE建立開關模式功率放大器的理想模型，其中，阻值為11W或22W的理想電阻與Q值為10的并聯諧振腔連接。圖5是仿真原理圖，圖6為仿真結果。

　　圖6所示，開關模式的功率放大器最顯著的優勢之一就是在保證卓越的直流/射頻轉換效率的同時，通過改變負載電阻，可以在寬范圍內改變輸出功率。另外，具有較小開關導通電阻的開關模式功率放大器的輸出功率較大，效率較高。它的缺點是需要更大的電流對開關管進行充放電。

　　在一個開關電阻驅動的簡單并聯諧振電路中，要實現最大效率，就要使功率放大器在工作頻率下的視在負載的虛部最小。如果網絡失諧，功率放大器的效率將顯著下降。圖7說明Q=5和Q=10時，匹配網絡失諧后的結果。如圖7所示，漏極電流的最小值發生在諧振頻率點。這一事實可以用于驗證現有匹配網絡是否已針對特定工作頻率實現了最優化。同時要注意SPICE仿真時的假設：開關電阻的打開和閉合都是瞬間完成的；在開關打開和閉合的過程中，開關的寄生電容并不隨之改變；諧振電感和電容沒有寄生阻抗。這些方面的影響使實際的開關模式功率放大器的性能低于理想情況下的水平。在特殊的應用中，通常采用迭代的方法實現匹配網絡的最優化。