數字信號控制器將熱電偶改變為“超級明星”

分類：解決方案日期：2007-04-14 00:00:00

Creed Huddleston
Omnisys Corp.
數字信號控制器結合了微控制器和數字信號處理器在功耗和靈活平臺的兩大優勢以建立更有創意的度量和控制應用。
精確的溫度測量是許多過程控制或監測條件都需要的。據稱“無論怎樣，在工業現場測量溫度都很難精確”。無論應用現場如何，設計人員都希望設計的產品費用低廉并具有廣闊的發展前景。
作為各種溫度測量而言，采用熱電偶是一種相對廉價的方法，但它們的輸出卻是極低的電壓信號－在毫伏級，并且常常安裝在高噪音環境。許多設計人員都希望采用數字信號處理技術來改善其度量質量，但微控制器常缺少所需的功率執行這些技術以完成相關的控制和通訊功能。現在出現的拯救措施就是數字信號控制器—這種新型處理器結合了微控制器和數字信號處理器（DSP）在功耗和靈活平臺方面的優點，從而可以建立一個優秀的度量和控制應用系統。

滿足最大精度的信號處理技術
通過采用先進的信號處理技術，設計人員不僅能極大地提高熱電偶溫度測量的精度也能改善其穩定性。在詳細討論其原理前，我們先確定一些基本概念，或至少需要接受討論的一些約定。記住在我們討論的實際情況中，我們是從測量信號中析取潛在的“真實”溫度信號，這些信號中可能含有很高的噪音成份。為確保不將兩者混亂，在下列討論中所有與溫度信號有關的參數都用下注T表示；噪音用N表示；測量信號用M表示。例如，實際溫度信號的電壓值用VT表示，噪音用VN，測量值用VM表示，如下所示：
VM = VT + VN (1)圖1為熱電偶到微處理器的基本信號流程圖，它看上去幾乎包括所有采用數字信號進行析取處理或改善測量數據的系統。
在最小系統時，熱電偶信號調節電路通過冷端補償將毫伏級的差分熱電偶信號轉換為更容易處理的信號，并將差分信號轉換到放大器的單一終端輸出。這種輸出（第2階段）然后通過低通帶反混淆濾波器將轉換信號的頻帶寬限制的符合Nyquist標準。
對于反混淆濾波器而言有兩個關鍵點需注意。首先，濾波器應該是處理模擬值而不是數字值。這種要求可阻止信號采樣時出現的光譜復制；數字濾波器的光譜成份需要在每個FS采樣周期內重復，但模擬的低通濾波器沒有這樣的復制功能，削弱中止頻率上方的所有頻率成份。其二，對濾波器的相關點是中止頻率比采樣頻率FS低的多，結果，模擬濾波器很難達到理想的衰減頻率FS或其上值。為了減少濾波器費用不僅要簡化濾波器設計，而且也需要改善濾波器的穩定性，因為較低費用的濾波器幾乎離散成份（其值會隨著時間改變）無要求。在第3階段經過限頻的信號通過A/D轉換器進行數字化，第4階段輸出一個數字值以供進一步處理。
對溫度測量應用而言所使用的技術取決于特殊系統的大范圍檢測特性有；熱電偶使用環境中溫度信號和電子噪音在頻譜中的內容成份、能容忍的信號延遲量、當然還有可利用的計算能力。同時，你對正在析取的溫度信號的光譜特性和系統中的噪聲源也應該有所了解，從而可以測試并確保你的分析正確。
改進溫度測量作為一個例子，我們采用Microchip Technology公司的dsPIC系列數字信號控制器，讓我們現在來看一下改進溫度測量的5個方面。
過量采樣.在許多工藝過程中，熱傳輸的物理局限性可以防止溫度的快速波動因而能嚴格限制相關溫度信號的頻率內容。主張這種限制頻率內容的方法稱為“過量采樣”，既采樣的測量信號遠超過頻率的內容需求。而Nyquist告訴我們，具有BM Hz帶寬的信號至少需要2 BM Hz的 FS頻率采樣，實際中會根據采樣硬件的物理系統限制要求采用更快的速率(一般4–5 BM Hz)。
我們討論中提到過度采樣，然而，實際中用的采樣速率遠比Nyquist要求的高，一般確定為10–20 倍BM。這樣，我們能將復制的光譜傳播的更遠分離（記住，它們的分離取決于FS 和BM, 而BM是固定的）。這將減少鄰近光譜的泄漏減少到最小并允許我們運行更高的算法而不會對信號延遲產生重大影響。數字信號控制器易于較快的處理數據，而不會像微處理器那樣產生慢阻塞。
注意，采樣速率應是基于測量信號帶寬BM建立，而不是取決于溫度信號的帶寬BT，這樣可以避免希望得到的外部帶寬的噪音成份進入有興趣的光譜范圍。
消除了電源線的干擾.實際應用中，運行的熱電偶信號線靠近AC電源線是很普遍的現象。例如，在噴射模塑法中，筒狀加熱器常用來加熱鑄型（間接加熱塑膠）到適當的溫度。一般這些加熱器有4根導線，2根用于加熱器的AC電源，2根用于監測加熱器溫度的嵌入熱電偶，這些導線都是幾乎平行地插入。雖然熱電偶信號是差分信號，當電源線的非共模方式常會引起嚴重問題。幸運的是，我們采用了數字信號處理完全可以回避此問題。

我們首先從簡單的情況考慮。此過程，BT 比 BM低的多，應用中采用很低中止頻率的低通帶濾波器通過移除噪音可極大地改善系統精度。這種情況經常出現于大量熱量信息存在于AC電源線噪音旁的情況，如圖2A所示。
對于這種頻譜須有兩點注意。首先，顯示的圖明顯是一種理想情況，其中不包含寬帶噪音（噪音會充滿整個有用的光譜），這樣可使我們很容易地探究顯現的概念。其二，雖然交流電源噪音能量比溫度信號本身高很多，但噪音光譜能從有用的信號中分離出，因為我們可以施加統一增益的低通帶濾波器以非常有效的消除噪音，如圖2B所示。
圖（2C）顯示了施加低通濾波器后的頻譜。該圖的電源噪音已被消除，僅余下清晰的溫度信號。采用的低通濾波器可以為無限刺激響應（IIR）或限定刺激響應（FIR），具體情況取決于存儲器的容量和配置的計算資源。IIR濾波器一般耗費較少的資源，而FIR濾波器允許設計人員制作的濾波器具有更高的精度特性。對于不同濾波器性能的探測已超出了本文所談論的范圍，在參考文獻[3]有這部分的相關文章。
如果進一步改進的話，我們可以在反混淆濾波器中設定中止頻率，這樣可以維持一致增益高出BT，防止其在運行一段時間后丟失。我們還可以采用數字低通濾波器進一步削弱殘余在有用信號外的噪音頻率。數字信號控制器能給出我們需要的計算帶寬以執行更精密濾波器的高端指令，而通頻帶和中止頻帶間的快速轉換可以消除有用信號外的任何頻率成分。

當電源噪音不在溫度信號頻帶外時，我們如何處理圖3A的情況？此時我們應像外科醫生而不是屠夫，需要一點一點的去除無用的頻譜并使留下的“好”信號盡可能完美。
為了完成這一點，我們通常使用陷波濾波器，其可以通過濾波器上下的任何頻率，但可急劇削弱信號周圍的頻率，如圖3B顯示。這里，數字信號控制的計算能量為發亮部分，這樣會允許我們采用具有更高頻率的限波濾波器（與模擬區使用的相比）。
減小“有用”信號失真的關鍵在于使用一個好的、鋒利的“凹口”，其必須寬到能消除電源線的干擾。圖3C顯示了在圖3B中采用陷波濾波器消除圖3A中噪音信號的結果。
與低頻情況不同，我們能排斥噪音而不影響溫度信號，但陷波濾波器會引起溫度信號的降級。即使如此，我們得到的測量結果也比我們使用低級模擬濾波器或根本不使用濾波器的情況好的多。
消除尖銳噪音的中值濾波我們測試的各種噪音是連續出現的，但這種假設不現實的。偶然出現的噪音稱為尖銳噪音，其包括各種電子的或機械的設備聲源。圖4A顯示出即使存在重大尖銳噪音情況時我們如何采集潛在的有用信號。

如果我們通過FIR或IIR濾波器進行簡單的信號平均，樣品4和超過部分既會有很大的轉變，平均值的結果與樣品4同長，實際上這并不是我們真正需要的信號值。多數人直觀地將樣品4作為失真值而舍棄并且認為實際溫度約在300F，但采用中值濾波會有更好的結果。
當我們在群體采樣中采用中值濾波時，我們將其分為向上和向下的指令，然后挑選出中值作為濾波輸出值。這樣執行的效果是，中值濾波表現為一種低通濾波并且比目前尖銳噪音中使用的平均濾波效果更好，因為它實際上過濾出了不存在的采樣值，而不是僅僅削弱它們的影響。
中值濾波的關鍵參數是它的長度，采用時間長的濾波，會濾出較多的采樣噪音值，但也要損失較高的信號延時。例如，如果我們有一個三段采樣長度的中值濾波，我們能忍受一個噪音。如果我們用二段采樣長度，它是很可能的（不一定有絕對保證），兩個的一個將是中值然后被從濾波輸出。對于三個噪音的采樣值，濾波輸出肯定是噪音值。一般而言，中值濾波在長度上應至少是2 N + 1采樣周期，這樣才可以抑制大部分噪音的采樣值。由于濾波的長度決定了通過濾波的延遲時間，這就成為某些應用中的重大限制。
另一個缺點是濾波采樣必須根據每個輸出樣分類。DSP對于履行管線放大具有很高的優化作用――累計操作，這種種標準數字濾波在被迫執行中值濾波分類而需要執行比較－分支操作要求時，能出現很大的減速。
圖4B顯示了對圖4A的噪音信號施加3段中值過濾的效果。注意樣值4，它原先幾乎是周圍樣值的兩倍，現在則具有很高的合理性。另外通過簡易的移動式低通濾波器濾波能進一步凈化采樣信號，顯然不包括畸形的采樣值。
多通道平均。對于少數幸運的設計者而言，多通道平均可以提供清除噪音的方法，該方法可以包括在特別的熱電偶路徑中。雖然大部分應用不能提供多余空間或執行多余熱電偶的元件，當我們仍可采用此技術獲得益處。簡單的平均傳感器可以通過多臺熱電偶測量同一現場值以減弱非共模噪音產生的影響。中值過濾也可以通過施加的傳感器閱讀器（假設我們正在測量同一點）來進一步減少尖銳噪音的影響。
采用微控制器會出現何種失常？
人們為什么不在8位或16位微控制器中去試試和貫徹這些思想呢？對于微控制器采用這些算法有三個約束：算法的硬件功能、存儲器的地址模式和數據總線寬度。
執行單循環高精度數學操作的能力是完成數字信號處理運算中最基本的功能。不僅數學操作本身需要快速執行，而且保存結果的累加器（寄存器）必須能存儲各種操作的運算結果。通常，我們談論的16位×16位乘法（32位的結果），那需要40位或更高容量寄存器（其能快速判別或從算法溢出中恢復）。而微控制器不能做到這些，因此，當進行高精度的數學運算時，采用8位的單字節操作就會出現時間紊亂。對于寬度而言，數字信號控制器中的單循環累加器較容易維持高速、高精度的數據運算以實現數字濾波和其它的信號處理運算。
對于大量信號處理而出現的另一要求為單循環中從兩個獨立的存儲器讀取數據的能力（例如，要得到的濾波系數和相關的數據采樣值）。對于“哈佛”或改進的“哈佛”結構的微控制器而言，很少有支持這種能力的。沒有這種能力，重新得到采樣數據和濾波系數的時間就會加倍，就會影響設備的處理量。數字信號控制器既支持“哈佛”結構也支持改進的“哈佛”結構，它能很快地將數據傳送到運算中心而無需延時。
最后一點，大部分微控制器不支持現行的總線寬度，而必須將24位改為32位。普遍要求轉換的高精度數據嚴格限制了微控制器能處理的數據從而引起相關代碼的復雜化。對于目前較寬的數據路徑，數字信號控制器完全能從處理和編碼的角度消除這種影響。
采用數字信號處理器會出現何種失常？
至今為止，你可能會認為標準微控制器不可能有足夠的能力執行這些算法，但使用DSP如何呢？這些器件可運行各種高速運算，所以，它們應該完全適合，對嗎？結論先別那么快。
DSP肯定是支持快速數學處理的優選方案，但要達到它們的高性能，必須采用更廣的數據應用或指令傳遞途徑。一旦滿足，這些傳遞途徑就會將各種數據和相關的指令傳到處理中心，對于穩定的數據流幾乎沒有溢出的可能性。數學運算通常采用單循環，所以除非中斷傳播途徑否則吞吐量不會很大。如果指令和數據不含在相關的傳播路徑中，傳播路徑肯定存在浪涌，這時可以再加載傳播路徑以重新找回信息。這些過程都需要時間，有時會很長。中斷處理和程序分支是傳播途徑中斷的源泉，而兩個都是許多嵌入應用的集成部件。數字信號控制器的傳播途徑很短或根本沒有，可以極大地減弱中斷處理或程序分支的中斷效果。
第二點需要考慮的是封裝，許多嵌入式測量和控制應用都嚴格的空間限制，但DSP管角高并在增長。有些數字信號控制器，諸如dsPIC系列，僅有18個管角，非常方便面板布局和減少制造成本。
最后一點，也是許多設計人員最看重的，從微控制器跳躍到DSP存在一些擔心，這需要設計人員學習新的和巨大結構差異方面的知識以及新的編碼范例才能使這種器件得到完美的執行。而另一方面，數字信號控制器制造商也在增加全特色的DSP性能時有意保持微控制器的外觀和感覺。這能促使精通微控制器應用的設計人員快速了解DSP的功能性而不必了解全新的結構。

結論
數字信號控制器是連接微控制器和DSP的優異紐帶。通過在熟悉的結構中增加DSP功能，數字信號控制器可允許設計人員快速實現新的算法，從而能對各種過程參數的度量和控制結果產生更好的影響。因為數字信號控制器即可減少使用新裝置的學習彎路，也能減少設計人員和其公司在采用該技術時的使用風險。
本文中我們主要針對溫度測量來討論數字信號控制器，實際上我們評測的很多技術也可用于諸如流量和壓力等許多其它過程參數。相信不久后，數字信號控制器的應用必將有爆炸式發展，將會有更多的設計人員意識到它們的作用并且會很高興地將它們設計到產品中。
dsPIC is a trademark of Microchip Technology Inc.
Notes
1. Dick Johnson. Feb. 2002. “Old and in the way?” Control Engineering, Vol. 46, No. 2:46.
2.Understanding Digital Signal Processing by Richard G. Lyons (ISBN 0-201-63467-8).
3. Lyons [2] devotes an entire chapter to each of the two major filter types (IIR and FIR).